做射頻功率放大器的朋友應(yīng)該都有過(guò)類似的經(jīng)歷在ADS里把原理圖調(diào)得漂漂亮亮增益、效率、回波損耗樣樣都達(dá)標(biāo)結(jié)果板子打樣回來(lái)一上儀器輸出功率掉了一截甚至還莫名其妙地自激。我早年就吃過(guò)一次大虧排查了兩周最后發(fā)現(xiàn)罪魁禍?zhǔn)撞皇鞘裁创蠊茏右膊皇菑?fù)雜的匹配結(jié)構(gòu)而是偏置電路里的一顆MLCC電容選錯(cuò)了封裝另一顆隔直電容在目標(biāo)頻段下早就過(guò)了自諧振點(diǎn)已經(jīng)不是“電容”了。從那時(shí)起我養(yǎng)成了一個(gè)習(xí)慣在ADS里凡是涉及電容一律按“有源器件”一樣認(rèn)真對(duì)待。這篇文章就圍繞“ADS設(shè)計(jì)PA時(shí)電容怎么選”這件事把電容在PA里的幾種典型角色、仿真方法、選型流程以及我踩過(guò)的坑一次性說(shuō)清楚。內(nèi)容主要面向正在做射頻功放設(shè)計(jì)、尤其是用ADS做原理圖和版圖仿真的工程師和研究生你們看完之后至少能少走我當(dāng)年一半的彎路。1. 先把結(jié)論說(shuō)清楚PA里的電容為什么不能“看著選”1.1 電容在PA里扮演的幾種角色很多人覺(jué)得電容嘛就是個(gè)濾波、隔直用的小東西原理圖里隨便放一個(gè)仿真能過(guò)就行。但PA電路里的電容至少要區(qū)分出四種完全不同的角色第一是偏置去耦電容也叫旁路電容。它掛在柵極偏置和漏極偏置的末端作用是給射頻信號(hào)提供一個(gè)到地的低阻路徑防止射頻功率泄漏到電源里去同時(shí)防止電源噪聲串進(jìn)射頻通路。第二是隔直電容英文叫DC Block或者AC Coupling Capacitor。它串聯(lián)在射頻主信號(hào)路徑上負(fù)責(zé)擋住直流電平讓上一級(jí)的直流工作點(diǎn)不影響下一級(jí)同時(shí)讓射頻能量盡量無(wú)損地通過(guò)。第三是匹配網(wǎng)絡(luò)電容。它作為阻抗變換元件直接參與輸入匹配、輸出匹配和級(jí)間匹配這時(shí)候電容的Q值、精度、溫度穩(wěn)定性會(huì)直接影響匹配效果。第四是諧波控制電容例如在輸出端并聯(lián)一個(gè)特定容值的電容到地讓二次諧波、三次諧波被短路掉或者用電容和電感構(gòu)成陷波器。這四種角色對(duì)電容的要求完全不同。去耦電容最看重低阻抗頻段夠不夠?qū)捀糁彪娙葑羁粗夭迦霌p耗和功率容量匹配電容最看重Q值和容值精度而諧波控制電容則要注意容值在目標(biāo)諧波頻率下是否真的能形成諧振。如果上來(lái)不管三七二十一都選同一個(gè)容值、同一個(gè)封裝那就太粗糙了。1.2 同一個(gè)容值不同封裝表現(xiàn)天差地別我在帶學(xué)生的時(shí)候經(jīng)常拿兩個(gè)電容舉例同樣標(biāo)稱10pF的電容0402封裝和0603封裝在2GHz以上的表現(xiàn)可能完全不一樣。原因在于實(shí)際電容不是理想元件它等效于一個(gè)理想電容串聯(lián)一個(gè)寄生電感ESL再串聯(lián)一個(gè)寄生電阻ESR外面還并著一個(gè)絕緣電阻。其中影響最大的是寄生電感。0402封裝的ESL大概在0.4nH到0.7nH0603封裝則可能到0.8nH到1.2nH。這個(gè)寄生電感和電容本體串聯(lián)之后會(huì)形成一個(gè)自諧振點(diǎn)也就是SRF頻率f_SRF 1 / (2π√(LC))。低于SRF時(shí)電容表現(xiàn)為容性高于SRF時(shí)表現(xiàn)為感性。舉例來(lái)說(shuō)一個(gè)0402封裝的10pF C0G電容假設(shè)ESL是0.5nH算下來(lái)自諧振頻率大約在2.25GHz。也就是說(shuō)如果你拿它在2.4GHz頻段做隔直這電容已經(jīng)過(guò)了自諧振點(diǎn)非但容性沒(méi)了反而呈現(xiàn)出電感特性那插損和相移都會(huì)亂套。這在ADS里用理想電容模型是永遠(yuǎn)仿真不出來(lái)的。1.3 “仿真能過(guò)”和“實(shí)測(cè)能過(guò)”之間的那道坎還有一道坎是大信號(hào)效應(yīng)。PA工作在放大狀態(tài)時(shí)經(jīng)過(guò)電容的射頻電流很大尤其是隔直電容和輸出匹配電容。大電流流過(guò)ESR會(huì)產(chǎn)生熱量導(dǎo)致電容溫度升高同時(shí)陶瓷電容的容值會(huì)隨直流偏壓變化還會(huì)隨溫度漂移。X7R、X5R這類II類介質(zhì)的電容在加上額定直流電壓后容值可能掉20%到50%工作溫度升高還會(huì)繼續(xù)變。在ADS里如果只用線性S參數(shù)仿真看到的只是小信號(hào)行為很多非線性問(wèn)題根本不會(huì)浮現(xiàn)。要想貼近真實(shí)情況需要用諧波平衡仿真搭配廠商提供的大信號(hào)模型或者在測(cè)試時(shí)留意“小信號(hào)通過(guò)大信號(hào)翻車”的現(xiàn)象。這種問(wèn)題最容易出現(xiàn)在高功率PA里電容廠家給出的S參數(shù)文檔通常是在小信號(hào)條件下測(cè)的不代表大信號(hào)工況也成立。2. 偏置去耦電容PA穩(wěn)定性的第一道防線2.1 去耦電容為什么不能缺PA的偏置電路看起來(lái)簡(jiǎn)單其實(shí)暗藏許多風(fēng)險(xiǎn)。漏極偏置和柵極偏置都要通過(guò)一些方式把射頻信號(hào)和直流供電隔離開(kāi)最常用的手段是四分之一波長(zhǎng)微帶線加去耦電容。四分之一波長(zhǎng)線在中心頻率處把電源端的高阻抗變換成晶體管端口的低阻抗讓射頻信號(hào)不會(huì)順著偏置線跑到電源里去而電容則負(fù)責(zé)把偏置線末端真正“接地”。如果去耦電容選得不好最常見(jiàn)的結(jié)果就是工作頻點(diǎn)附近出現(xiàn)一個(gè)意外的諧振點(diǎn)導(dǎo)致偏置線末端的射頻阻抗不夠低射頻功率從漏極偏置漏出去效率下滑是小事嚴(yán)重時(shí)會(huì)造成自激振蕩。還有一種典型情況電容自諧振頻率恰好落在工作頻帶附近電容此時(shí)呈感性等于在偏置末端串了個(gè)電感整個(gè)偏置網(wǎng)絡(luò)的相位特性完全改變穩(wěn)定性分析自然就出問(wèn)題了。因此在ADS里搭建偏置網(wǎng)絡(luò)時(shí)我習(xí)慣先把理想電容放上去把整體架構(gòu)調(diào)通然后立刻換用廠商S參數(shù)模型重新仿真看偏置節(jié)點(diǎn)往電源方向看進(jìn)去的阻抗。若發(fā)現(xiàn)工作頻點(diǎn)上阻抗不再是低阻而是出現(xiàn)了一個(gè)諧振峰那就要調(diào)整電容容值或者更換封裝了。2.2 大小電容搭配的工程習(xí)慣實(shí)際PA偏置電路里去耦電容不會(huì)只放一顆而是一組并聯(lián)。小容值電容比如幾十皮法的C0G負(fù)責(zé)把射頻頻段的阻抗壓低大容值電容比如1nF到10uF的X7R、X5R電容負(fù)責(zé)中低頻段的噪聲濾波和瞬態(tài)響應(yīng)。兩者并聯(lián)起來(lái)才能形成從射頻到低頻都比較干凈的接地路徑。為什么不能只放一顆大容值電容因?yàn)榇笕葜惦娙莸募纳姼胁⒉恍≡趲装費(fèi)Hz以上往往已經(jīng)呈現(xiàn)感性高頻段起不到去耦作用。為什么不能只放一顆小電容因?yàn)樾‰娙荽鎯?chǔ)的能量太少低頻段和電源紋波相關(guān)的波動(dòng)壓不住。所以工業(yè)界普遍采用“0.1uF 1nF 幾十pF”這種組合或者根據(jù)實(shí)際頻段做調(diào)整。ADS仿真時(shí)把這幾個(gè)電容的S參數(shù)都放進(jìn)去就能看到不同頻段各自由哪顆電容在起作用這種可視化的阻抗曲線比憑經(jīng)驗(yàn)拍腦袋可靠得多。2.3 在ADS里仿真偏置網(wǎng)絡(luò)對(duì)穩(wěn)定性的影響具體到ADS操作我通常搭一個(gè)單獨(dú)的偏置網(wǎng)絡(luò)仿真原理圖右側(cè)接晶體管端口左側(cè)接電源端口然后跑S參數(shù)仿真?？磧蓚€(gè)關(guān)鍵指標(biāo)一個(gè)是S21代表射頻信號(hào)從晶體管端口泄漏到電源端口的程度越小越好理想情況是在工作頻點(diǎn)低于-30dB另一個(gè)是Z11也就是從晶體管端口向偏置電源看進(jìn)去的阻抗工作頻點(diǎn)上希望接近短路到地。做完這一步之后還要回到整體電路做穩(wěn)定性系數(shù)仿真。ADS里可以直接調(diào)出Stability Factor K、Mu等輔助線來(lái)判斷。如果K小于1特別是低頻段出現(xiàn)K1的情況不要急著去動(dòng)匹配先把偏置去耦電容的值掃描一遍試試往往能發(fā)現(xiàn)是一個(gè)電容自諧振和偏置微帶線共同造成了一個(gè)負(fù)阻窗口。這種現(xiàn)象在寬帶PA和Doherty PA里非常常見(jiàn)值得花時(shí)間排查。2.4 柵極偏置和漏極偏置的處理方式完全不同柵極偏置電流一般很小對(duì)電容的電流容量要求低但柵極偏置往往串聯(lián)一個(gè)大的柵極電阻用來(lái)防止振蕩這個(gè)電阻和旁邊電容構(gòu)成一個(gè)RC網(wǎng)絡(luò)會(huì)引入低頻極點(diǎn)。設(shè)計(jì)時(shí)要仔細(xì)評(píng)估這個(gè)極點(diǎn)會(huì)不會(huì)影響包絡(luò)頻率范圍特別是做包絡(luò)跟蹤或者脈沖信號(hào)時(shí)RC時(shí)間常數(shù)過(guò)大會(huì)導(dǎo)致電壓建立速度跟不上。漏極偏置的情況則完全相反電流大、電壓高射頻功率泄漏的風(fēng)險(xiǎn)突出。在2.4GHz 5W級(jí)別的PA里漏極電流可能有幾百毫安去耦電容必須能承受疊加其上的射頻紋波電流否則電容自身會(huì)發(fā)熱長(zhǎng)期工作可能開(kāi)裂失效。這里和商用車母線電容“紋波過(guò)載失效”的邏輯相通電容的額定紋波電流同樣值得在選型時(shí)核對(duì)不能只看容值和耐壓。3. 隔直電容射頻主路徑上最容易被低估的元件3.1 隔直電容的電氣指標(biāo)究竟要看哪些隔直電容串聯(lián)在射頻信號(hào)路徑上直流被擋住射頻信號(hào)要從電容上“跨”過(guò)去。理想情況下電容應(yīng)該像一根導(dǎo)線對(duì)射頻信號(hào)毫無(wú)影響。但實(shí)際情況里電容有容抗、有SRF限制還有ESR損耗隔直電容選得不好會(huì)直接吃功率、增加插損、惡化回波。選隔直電容時(shí)首先要保證工作頻率低于電容的SRF并留出足夠余量?？煽康淖龇ㄊ强磸S商datasheet里給出的SRF實(shí)測(cè)曲線而不是自己估算。其次要看容抗本身。在50Ω系統(tǒng)里習(xí)慣上希望隔直電容在工作頻率的容抗不超過(guò)5Ω甚至更低這樣插損才可控。2.4GHz下10pF的容抗大約6.6Ω22pF大約是3Ω由此可以估算需要選多大的基礎(chǔ)值。但又要反過(guò)來(lái)核對(duì)SRF所以在高頻段常會(huì)出現(xiàn)“容值越大插損越低但大容值電容SRF太低反而不能用”的矛盾最終只能靠掃描S參數(shù)來(lái)確定最優(yōu)值。3.2 大功率下的功率容量與電流密度很多人忽略的是隔直電容上的射頻電流。輸出功率5W的PA在50Ω負(fù)載上電壓擺幅可以達(dá)到22V以上電流擺幅也接近500mA。這些電流會(huì)實(shí)實(shí)在在流過(guò)隔直電容。如果電容ESR偏大電流在ESR上形成額外損耗不僅降低輸出功率還會(huì)讓電容局部發(fā)熱。大功率PA的隔直電容我遇到過(guò)幾次燒毀罪魁禍?zhǔn)淄皇悄蛪翰粔蚨荅SR導(dǎo)致的耗散功率超了規(guī)格。器件手冊(cè)里通常會(huì)給出耗散因子DF或者ESR隨頻率變化的曲線在ADS里用S參數(shù)模型查看時(shí)也可以直接讀取串聯(lián)電阻值。如果條件允許優(yōu)先選擇射頻專用高Q電容比如ATC的600系列或者村田GQM系列這類電容在微波頻段的ESR明顯低于普通MLCC。3.3 ADS里如何用S2P文件完成隔直電容的選型在ADS里操作起來(lái)并不復(fù)雜。先到電容廠商官網(wǎng)下載目標(biāo)型號(hào)的S參數(shù)文件常見(jiàn)格式是S2P。村田和ATC都提供這類文件村里不少設(shè)計(jì)者習(xí)慣先到嘉立創(chuàng)看有沒(méi)有現(xiàn)貨再到對(duì)應(yīng)原廠下載模型這其實(shí)是個(gè)很實(shí)用的流程。把S2P文件放到ADS的data item里然后搭一個(gè)簡(jiǎn)單的串聯(lián)傳輸測(cè)試臺(tái)源端50Ω經(jīng)過(guò)電容負(fù)載端50Ω。跑S參數(shù)仿真直接看S21幅值也就是插入損耗。拿不同容值、不同封裝的S2P文件分別跑一遍把曲線疊在一起對(duì)比就能直觀看到哪顆電容帶來(lái)的插損最小、回波最好、且在工作頻帶內(nèi)沒(méi)有諧振毛刺。這個(gè)過(guò)程很值得寫成一個(gè)“選型模板”以后每個(gè)項(xiàng)目都能復(fù)用。3.4 封裝和布局對(duì)隔直電容的影響隔直電容放在PCB上之后焊盤、微帶線過(guò)渡、過(guò)孔都會(huì)引入額外的寄生電感和電容。仿真原理圖里用的是廠商S參數(shù)模型只代表電容器件本身不代表它在電路板上的最終表現(xiàn)。數(shù)字電路里常討論“AC耦合電容要靠近發(fā)射端放置”射頻PA里的道理類似隔直電容應(yīng)該盡量靠近晶體管端口縮短兩端的微帶線長(zhǎng)度減少串聯(lián)寄生電感。實(shí)際布局時(shí)我會(huì)在ADS里把從晶體管焊盤到電容再到下一級(jí)傳輸線的所有走線都用Momentum做一次電磁仿真提取成emModel再放回原理圖協(xié)同仿真。新版ADS里的emModel與emCosim聯(lián)合仿真模式很適合這種場(chǎng)景它讓你在原理圖環(huán)境內(nèi)直接調(diào)用電磁模型不需要反復(fù)在原理圖和版圖之間手動(dòng)同步改動(dòng)元件參數(shù)后EM模型能聯(lián)動(dòng)更新確實(shí)能省下不少時(shí)間。4. 匹配網(wǎng)絡(luò)中的電容Q值和自諧振頻率才是主角4.1 匹配網(wǎng)絡(luò)為什么容不得“理想電容”PA的輸入輸出匹配往往用微帶線配合集總電容來(lái)實(shí)現(xiàn)帶寬和阻抗變換。很多人用ADS調(diào)匹配時(shí)直接拉一個(gè)理想電容值隨便掃最后匹配出來(lái)了結(jié)果打樣后性能對(duì)不上原因之一就是理想電容和實(shí)際電容差別太大。在匹配網(wǎng)絡(luò)中電容的Q值直接影響網(wǎng)絡(luò)損耗。Q值定義為電容在某個(gè)頻率點(diǎn)的儲(chǔ)能與耗能之比等于1/(2πfC×ESR)。普通X7R的Q值在微波頻段可能只有幾十而C0G可以到幾百甚至上千。在窄帶匹配里Q值低一點(diǎn)可能還勉強(qiáng)能接受但在寬帶PA或者要求高效率的場(chǎng)合低Q電容引入的損耗會(huì)讓效率下降好幾個(gè)百分點(diǎn)這是誰(shuí)也不愿意接受的。4.2 Q值、ESR和功率損耗怎么量化想知道一顆電容在目標(biāo)頻率下的Q值和ESR最準(zhǔn)確的辦法不是看Datasheet首頁(yè)那幾行字而是利用S參數(shù)換算。在ADS里把S2P模型的Z參數(shù)讀出來(lái)實(shí)部就是串聯(lián)等效電阻虛部就是等效電抗再由電抗和頻率可以推算出等效容值和Q。用這種方式可以對(duì)候選電容做一次橫向?qū)Ρ取Ｎ以趯?shí)際項(xiàng)目中會(huì)列一個(gè)簡(jiǎn)單的對(duì)比表比如目標(biāo)頻率2.4GHz候選的C0G電容ESR是0.1ΩX7R電容ESR可能是0.5Ω同樣容值下的匹配網(wǎng)絡(luò)插損可能相差0.3dB以上。對(duì)PA來(lái)說(shuō)0.3dB的增益損失尚可接受但如果是輸出匹配網(wǎng)絡(luò)這0.3dB直接就變成了輸出功率和效率的損失意義就完全不同了。4.3 在ADS中把理想電容替換成真實(shí)模型的完整流程完整的流程是這樣的。第一步原理圖匹配階段用理想電容快速確定網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浜痛笾鲁踔怠５诙礁鶕?jù)工作頻率、容值量級(jí)和功率要求從廠商庫(kù)里挑出幾種候選型號(hào)下載S2P或S3P模型。第三步逐一替換匹配網(wǎng)絡(luò)里的理想電容重新優(yōu)化微帶線長(zhǎng)度和容值把插入損耗、回波損耗和平坦度作為優(yōu)化目標(biāo)。第四步如果匹配結(jié)構(gòu)里有多個(gè)電容接近自諧振頻率要重點(diǎn)觀察帶外響應(yīng)防止出現(xiàn)未預(yù)料的諧振峰。另外還要提醒一點(diǎn)ADS自帶的元件庫(kù)中有些廠商模型是以Design Kit形式提供的安裝之后可以直接從元件面板拖出來(lái)。如果你用的是破解版或非正版環(huán)境這些庫(kù)可能加載不全那么從原廠官網(wǎng)單獨(dú)下載S2P文件就是最穩(wěn)妥的辦法這個(gè)路徑對(duì)所有版本的ADS都通用。5. 一次完整的PA電容選型實(shí)操2.4GHz小功率PA5.1 設(shè)計(jì)指標(biāo)與初始電路結(jié)構(gòu)拿一個(gè)2.4GHz、5W輸出功率的小功率PA做例子用的是一顆GaN HEMT漏極電壓28V柵極負(fù)壓供電AB類偏置。目標(biāo)增益不小于12dBPAE盡量高輸入輸出回波優(yōu)于-10dB全頻帶穩(wěn)定系數(shù)K大于1。初始電路結(jié)構(gòu)是輸入匹配用串聯(lián)電容加并聯(lián)微帶枝節(jié)輸出匹配用兩段微帶線加分枝電容隔直電容分別放在輸入輸出端漏極偏置和柵極偏置都用四分之一波長(zhǎng)線加去耦電容組。第一輪在ADS里全部用理想電容仿真把增益和匹配都調(diào)到一個(gè)說(shuō)得過(guò)去的狀態(tài)。5.2 偏置去耦電容的具體選型與仿真接下來(lái)進(jìn)入真實(shí)模型替換階段。漏極偏置端我去村田官網(wǎng)挑了三個(gè)候選一個(gè)0402封裝的10pF C0G一個(gè)0402封裝的100pF C0G一個(gè)0603封裝的1uF X7R。把它們的S2P文件放進(jìn)ADS并聯(lián)在偏置線末端跑S參數(shù)看從晶體管漏極端口看進(jìn)去的偏置阻抗。仿真結(jié)果很清楚單獨(dú)用10pF的時(shí)候2.4GHz處阻抗壓得還可以但500MHz以下出現(xiàn)了明顯的諧振峰加上100pF后中頻段變得干凈了再加上1uF的X7R后低頻段阻抗也下來(lái)了整體阻抗曲線變得平滑。如果偷懶只用一顆1uF的X7R仿真顯示2.4GHz處阻抗反而偏高因?yàn)槟穷w電容在1.5GHz左右就已經(jīng)呈現(xiàn)感性了。這個(gè)案例非常直觀地說(shuō)明為什么偏置去耦必須大小搭配。5.3 隔直電容的具體選型與仿真隔直電容的候選我列了三顆0402的3.3pF C0G、4.7pF C0G、10pF C0G。先計(jì)算SRF按典型ESL估算3.3pF和4.7pF的SRF都遠(yuǎn)超2.4GHz而10pF的SRF大概率接近或者略低于2.4GHz這是最需要警惕的。在ADS里分別搭串聯(lián)傳輸測(cè)試臺(tái)跑S21。結(jié)果和預(yù)判一致3.3pF電容的插入損耗略高因?yàn)槿菘辜s20Ω分壓明顯4.7pF的插損大約0.1dBS11也還算可以10pF的容抗最低但S21曲線上已經(jīng)能看到明顯諧振點(diǎn)在工作頻帶邊沿出現(xiàn)了一個(gè)衰減凹陷這個(gè)電容在這個(gè)頻率基本不能用了。最終我選了4.7pF作為輸出端隔直輸入端因?yàn)楣β市?、?duì)插損容忍度高一些選了3.3pF順手參與了一部分輸入匹配。5.4 用Momentum做完版圖級(jí)驗(yàn)證元件級(jí)模型確定之后真正的考驗(yàn)是版圖。我把偏置去耦電容、隔直電容以及周圍的微帶線、過(guò)孔、焊盤全部畫進(jìn)版圖用Momentum做電磁仿真。第一次仿真結(jié)果讓我很意外在2.4GHz附近隔直電容兩端的匹配比原理圖模型差了0.5dB原因是電容焊盤和傳輸線之間的不連續(xù)引入了額外電容導(dǎo)致原本匹配好的網(wǎng)絡(luò)失配。這時(shí)候我用的就是新版ADS里的emModel與emCosim聯(lián)合仿真模式。先在Momentum里對(duì)關(guān)鍵區(qū)域生成emModel再放回原理圖參與協(xié)同仿真調(diào)整微帶線長(zhǎng)度來(lái)補(bǔ)償焊盤效應(yīng)。幾個(gè)來(lái)回之后S21和回波都回到了可接受范圍。這個(gè)過(guò)程如果不做EM仿真直接打板大概率又要返工一次。6. 常見(jiàn)坑位速查與獨(dú)門經(jīng)驗(yàn)6.1 常見(jiàn)問(wèn)題速查表我把這些年遇到的電容相關(guān)典型故障整理成一個(gè)速查表大家在ADS仿真和實(shí)測(cè)時(shí)遇到對(duì)應(yīng)現(xiàn)象可以直接從這里找思路。現(xiàn)象常見(jiàn)原因排查方向低頻自激振蕩偏置去耦電容和柵極電阻形成負(fù)阻窗口掃描去耦電容容值增加RC阻尼網(wǎng)絡(luò)輸出功率上不去隔直電容SRF接近工作頻率插損偏大更換更小容值或更低ESL封裝用S2P模型驗(yàn)證效率比仿真低匹配電容Q值過(guò)低ESR損耗大用C0G或高Q射頻電容替換普通X7R帶寬變窄、頻點(diǎn)偏移電容焊盤寄生導(dǎo)致匹配失準(zhǔn)對(duì)電容及焊盤做EM仿真補(bǔ)償微帶線長(zhǎng)度大信號(hào)時(shí)性能突然惡化電容在大電流下自熱或容值偏移改用射頻專用電容查看ESR和功率容量串聯(lián)電容擊穿或分壓不均多顆電容串聯(lián)時(shí)寄生差異大同批次同型號(hào)必要時(shí)并聯(lián)平衡電阻并降額電源紋波導(dǎo)致鄰道干擾去耦電容低頻段濾波不足增加大容值電容檢查低頻阻抗曲線6.2 幾條值得刻在桌上的經(jīng)驗(yàn)第一永遠(yuǎn)不要只看容值選電容要同時(shí)看介質(zhì)、封裝、SRF和ESR。在ADS里沒(méi)有對(duì)應(yīng)模型時(shí)寧可先去下載S2P文件也不要偷懶用理想電容一路仿真到底。第二偏置去耦網(wǎng)絡(luò)至少要三級(jí)大小搭配小電容負(fù)責(zé)射頻中容值負(fù)責(zé)帶外大電容負(fù)責(zé)電源低頻紋波。不要指望一顆電容包打天下。第三做PA的電容選型時(shí)功耗和電流承受能力往往比耐壓更關(guān)鍵。電容在射頻大電流下的自熱是很多“莫名其妙的功率壓縮”和“板子用久了性能退化”的根源。第四仿真和實(shí)測(cè)不一致時(shí)優(yōu)先懷疑電容、電感這類非理想元件的模型是否用對(duì)了其次是PCB的寄生效應(yīng)最后才是有源器件模型的問(wèn)題。這個(gè)順序在我的項(xiàng)目經(jīng)驗(yàn)里屢試不爽。第五薄膜電容、超級(jí)電容、法拉電容這些儲(chǔ)能型電容雖然名字里都有“電容”但它們的特性完全不適合射頻PA的射頻通路。它們更多用在電源保持和后備供電的場(chǎng)景和PA里的高頻電容完全是兩類東西千萬(wàn)別混著用。6.3 最后再分享一個(gè)關(guān)于直流偏壓的小細(xì)節(jié)不少工程師忽略了直流偏壓會(huì)改變MLCC實(shí)際容值這個(gè)特性。在PA里偏置去耦電容和隔直電容不僅僅經(jīng)受射頻信號(hào)通常還疊加著十幾伏甚至二十幾伏的直流電壓。X7R或X5R介質(zhì)在直流偏壓下容值可能下降明顯C0G介質(zhì)雖然也有輕微電壓系數(shù)但基本可以忽略。所以同樣是放一顆100pF的電容如果介質(zhì)選X7R在28V偏置下實(shí)際有效容值可能只剩70pF甚至更低這會(huì)讓你的去耦網(wǎng)絡(luò)諧振頻率偏移。遇到這類問(wèn)題在ADS里單純調(diào)S參數(shù)往往查不出名堂因?yàn)閺S商S參數(shù)模型是在零偏置下測(cè)的。更穩(wěn)妥的做法是去看廠商文檔中“DC Bias Characteristic”曲線或者直接用高偏置信息更充分的電容型號(hào)。在有條件的情況下優(yōu)先選用C0G介質(zhì)特別是用在射頻通路關(guān)鍵位置時(shí)C0G的穩(wěn)定性優(yōu)勢(shì)非常明顯。