簡介本資源是面向射頻工程師與微波電路設(shè)計學習者的ADS仿真工程包聚焦高回退效率優(yōu)化的Multistage Doherty功率放大器架構(gòu)研究特別采用理想電流源建模方式簡化分析適用于射頻前端線性化技術(shù)原理驗證與結(jié)構(gòu)對比教學。壓縮包共96個文件涵蓋28個ADS仿真配置XML、18個核心電路DS原理圖、14個參數(shù)與日志TXT、4個仿真控制CFG及PRF設(shè)置文件以及DDS架構(gòu)定義、OALIB庫文件、LOG運行記錄等完整支撐多級Doherty、新型Novel架構(gòu)及不對稱三路Doherty等多種拓撲的建模、仿真與數(shù)據(jù)后處理流程總大小僅1.87MB輕量易部署。已有504人學習下載資源提供從Class-B基礎(chǔ)功放到多版本Multistage Doherty含v1/v2/3way/Novel的全套ADS工程文件、數(shù)據(jù)目錄結(jié)構(gòu)及仿真狀態(tài)快照便于讀者逐層理解阻抗調(diào)制機制、載波/峰值路徑協(xié)同原理及高回退區(qū)效率提升路徑。 Directivity。我先把話說在前面這個項目做完之后最大的感悟不是ADS用得多熟練而是搞清楚了一件很多教材里含糊帶過的事——Multistage Doherty的回退范圍、效率曲線和阻抗變換關(guān)系其實是可以在不碰任何真實晶體管模型的前提下先用理想電流源完整驗證的。仿真時間和心智負擔都能減少一個量級。我這次用的是三級Doherty載波兩路峰值放大器目標回退12dB頻率3.5GHz直接用ADS 2020搭建。下面把整個建模思路、搭建細節(jié)、常見坑和過渡到真實晶體管的步驟都整理出來。如果你手頭也在做高回退功放不管頻段是sub-6GHz還是毫米波這套流程都可以直接借鑒。1. 高回退功放的設(shè)計困境12dB回退為什么能把人逼瘋現(xiàn)在的通信信號峰均比是越來越不講理了。5G NR的OFDM波形在正常削峰之后PAPR仍然能到9~11dBWiFi 7的4096QAM同樣不輕松。功放如果只在飽和點附近效率高平均效率就會非常難看。散熱壓力、功耗預(yù)算、基站電費全都會跟著遭殃。傳統(tǒng)兩級Doherty能提供的回退范圍是6dB。這個數(shù)字是怎么來的簡單推導(dǎo)一下載波放大器單獨工作到飽和時負載被調(diào)制到2倍Ropt此時它輸出峰值功率的一半功率上低6dB但效率達到最高。兩級Doherty只有在6dB回退點才有效率峰信號PAPR如果超過9dB平均效率就會明顯掉下來。所以當你面對一個PAPR超過9dB的信號時就只能往Multistage Doherty方向走。三級Doherty的典型回退范圍是12dB正好覆蓋絕大多數(shù)現(xiàn)代通信信號的需求。它的思想也很直接多路峰值放大器在不同回退深度逐級開啟。第一級回退時只有載波工作回退到6dB左右時第一峰值管開始出力到接近飽和時第二峰值管也加入。每一級開啟都會對前面的放大器做一次負載調(diào)制讓整個效率曲線在很寬的功率回退范圍內(nèi)都保持高位。但問題也恰恰出在這里多級Doherty的合路網(wǎng)絡(luò)比兩級復(fù)雜得多。每一條支路都有自己的阻抗變換線、相位延遲和開啟閾值。任何一路的相位不對或者阻抗變換關(guān)系算錯效率曲線就會出現(xiàn)莫名其妙的塌陷。最麻煩的是如果你一開始就用真實的晶體管模型比如Cree的CGH40010F或者一些GaN工藝的PDK仿真收斂慢不說優(yōu)化變量一多根本分不清到底是管子本身的問題還是合路網(wǎng)絡(luò)的問題。我在這個項目上原本也打算直接上真實模型結(jié)果第一輪HB仿真就跑了40多分鐘效率曲線還是歪的。后來索性把整個前端全部換成理想電流源半天時間就把拓撲和相位調(diào)通了效率曲線的形狀也完全符合理論預(yù)期。這個對比讓我徹底改變了做Doherty設(shè)計的工作方式。2. 用理想電流源仿真的底層邏輯不是在偷懶是在驗證拓撲骨架很多工程師一聽“理想電流源”就搖頭覺得這玩意兒離真實功放管太遠仿了也白仿。我過去也是這個想法直到被真實模型的仿真效率教訓(xùn)了幾次才明白理想電流源仿真本來就不是為了預(yù)測最終性能它解決的是三個更底層的問題。第一個是驗證負載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)LMN的阻抗變換關(guān)系。Doherty的一切都建立在電流源并聯(lián)后的負載調(diào)制理論之上理想電流源的輸出阻抗可以設(shè)為無窮大實際上設(shè)一個很大的并聯(lián)電阻這樣外部網(wǎng)絡(luò)看到的阻抗就完全由微帶線、特征阻抗和電長度決定。你可以非常干凈地評估每一段λ/4線的工作狀態(tài)不會像真實管子那樣輸出電容、封裝寄生、非線性電導(dǎo)全都混在里面阻抗軌跡亂成一團。第二個是驗證效率回退曲線的“形狀”。理想電流源沒有膝點電壓、沒有寄生電容、沒有非線性所以仿真出來的效率曲線就是理論上的極限形態(tài)。如果連理論形態(tài)都不對那一定是拓撲或者相位的問題跟器件沒關(guān)系。反過來如果理論形態(tài)對了但真實器件仿真不對那就可以放心去器件模型里找原因。第三個是驗證相位對齊邏輯。Doherty要求峰值放大器的輸出電流和載波放大器的輸出電流在合路點嚴格同相。理想電流源模型里每條支路的相位延退是顯式設(shè)定的你可以單獨驗證每條支路從輸入端到合路點到底差了多少度然后在對應(yīng)支路補上延遲線。這個工作在理想模型里非常干凈。ADS里建理想電流源其實不復(fù)雜。我的做法是在原理圖里使用基本電流源元件配一個大的并聯(lián)電阻來模擬有限輸出阻抗再用VAR變量控制電流幅度。更精細一點的做法是直接用Verilog-A寫一個理想跨導(dǎo)模型輸入電壓超過閾值才開始輸出電流這樣還能順帶模擬C類偏置的開啟行為。但對于第一輪拓撲驗證普通電流源加硬門限表達式就完全夠用。需要注意一個關(guān)鍵點真實功放管不是硬門限而是隨著輸入功率增加導(dǎo)通角逐漸變化。理想電流源模型里用if表達式做硬門限確實簡化了很多但這不影響驗證拓撲。等到換成真實器件后峰值管的實際開啟特性會自然呈現(xiàn)到時候再優(yōu)化偏置點就行。3. 三級Doherty在ADS里的完整搭建流程功分、合路、相位、偏置3.1 先把規(guī)格定下來回退12dB對應(yīng)的功率分配比動手搭建之前先把設(shè)計目標寫清楚。我這次的目標是峰值輸出功率46dBm40W目標回退深度12dB工作頻率3.5GHz供電電壓28V三級Doherty的回退范圍是由載波放大器在總功率中的占比決定的。12dB回退對應(yīng)的功率比是1/4也就是說載波放大器的飽和功率應(yīng)該是總功率的四分之一。剩下的四分之三由兩路峰值放大器承擔。我選的比例是載波10W、峰值1也是10W、峰值2是20W總功率40W正好46dBm。功率分配比就是1:1:2。這個比例直接決定了輸入功分器的分光比。輸入側(cè)我用的是三路威爾金森功分器分光比和輸出功率比保持一致25%的輸入功率進載波支路、25%進峰值1支路、50%進峰值2支路。這個分光比不能亂設(shè)因為每一路峰值放大器的驅(qū)動深度和它的功率貢獻是綁定的。分光比不對后面的負載調(diào)制過程就會失衡效率曲線會出現(xiàn)“駝峰錯位”。3.2 輸出合路網(wǎng)絡(luò)的阻抗矩陣每段λ/4線怎么定輸出合路網(wǎng)絡(luò)是整個原理圖最核心、也最容易出錯的地方。三級Doherty的輸出網(wǎng)絡(luò)可以看成兩級負載調(diào)制的級聯(lián)第一級是載波和峰值1的合路第二級是前兩路的合成結(jié)果再與峰值2的合路。具體到ADS里我用的是理想傳輸線TLines-Ideal和理想的λ/4線模型來搭建。每段線的特征阻抗Z0需要根據(jù)阻抗變換關(guān)系來定?；竟绞窃谒姆种徊ㄩL阻抗變換線中Z0等于源阻抗和目標阻抗的幾何平均值也就是Z0 sqrt(Zin * Zout)。這個公式在微波工程里是基礎(chǔ)但真正搭建時不只要算一段而是要逐級倒推。我可以給一個參考的計算路徑。假設(shè)最終負載是50Ω第一級合路點后接的一段λ/4線把合路點阻抗變換到50Ω。如果合路點的等效負載阻抗為RL1那么這段線的Z0就是sqrt(50 * RL1)。RL1的選擇和峰值2的功率占比有關(guān)不能拍腦袋定。我的經(jīng)驗是先用一個粗略值搭起來然后在ADS里把Z0設(shè)成變量掃描一遍看效率曲線哪個最平坦再回頭優(yōu)化。理想傳輸線仿真非?？鞉邘资畟€Z0組合也就是幾秒鐘的事完全沒必要一開始就手工算到小數(shù)點后兩位。有一個設(shè)計細節(jié)特別重要每一級合路點上的等效阻抗會隨著功率回退狀態(tài)變化。在深度回退時峰值1和峰值2是關(guān)斷的它們的輸出端對地呈現(xiàn)高阻這時候載波支路看到的負載阻抗是經(jīng)過兩級λ/4線變換后的高阻抗。當峰值1開啟后它的電流開始注入合路點載波支路的負載阻抗被調(diào)低。這個逐級調(diào)制的效果必須在理想電流源模型中用負載牽引軌跡來驗證。3.3 輸入功分、峰值開啟閾值與相位補償輸入側(cè)除了功分器還有兩個關(guān)鍵點峰值放大器的開啟閾值和相位補償。峰值放大器的開啟閾值用理想電流源的表達式來實現(xiàn)。載波支路的電流源從一開始就工作模擬AB類偏置峰值1的電流源設(shè)置為輸入功率超過某個閾值后才開始輸出峰值2的閾值設(shè)得更高。用ADS的VAR和受控源表達式可以輕松實現(xiàn)I_carrier gm * Vin; I_peak1 gm * max(0, Vin - Vth1); I_peak2 gm * max(0, Vin - Vth2);這里Vth1和Vth2就是峰值放大器的開啟閾值單位可以理解為等效輸入電壓門限。Vth1對應(yīng)回退6dB時的開啟Vth2對應(yīng)接近飽和時的開啟。這個硬門限模型非?！氨┝Α钡『媚茏屚負潋炞C變得極其清晰因為每一級什么時候介入工作是你直接控制的不會像真實管子那樣拖泥帶水。相位補償是另一個容易翻車的地方。三級Doherty里載波支路經(jīng)歷了最多的λ/4線電長度最長。峰值1支路和峰值2支路的電長度相對短。如果不加補償三路電流在合路點相位不一致合成效率會下降得非常明顯。我的做法是在原理圖的每個支路輸入端加入可調(diào)時間延遲元件TD初始值全部設(shè)為0。然后單獨仿真每一支路在合路點測量該支路輸出電流的相位。以載波支路為基準把峰值1和峰值2的TD設(shè)為讓它們相位和載波一致的值。因為整個過程是線性的理想電流源這個對準是一次性的不需要反復(fù)迭代。3.4 直流功耗建模與效率計算方式很多人在這一步犯迷糊。理想電流源模型里交流輸出功率很容易測但效率必須知道每條支路的直流功耗。如果直接用ADS自帶的PAE公式它默認使用的是模型內(nèi)部的直流功耗而理想電流源往往沒有定義這個算出來的效率會離譜。我的做法是每個支路邊掛一個直流電流源模擬該級的漏極靜態(tài)電流和動態(tài)電流然后在輸出方程里手動計算總效率Pout_total Pout_carrier Pout_peak1 Pout_peak2 Pdc_total Vdc * (Idc_carrier Idc_peak1 Idc_peak2) Efficiency Pout_total / Pdc_total這個計算方式并不能精確表示真實功放管的效率特性因為真實管子的漏極效率還受導(dǎo)通角、諧波終端等影響但對拓撲驗證足夠了。它能告訴你在某個回退點理論上效率應(yīng)該能達到什么水平。如果差得遠肯定是網(wǎng)絡(luò)的問題。4. 仿真結(jié)果判讀效率曲線、負載調(diào)制軌跡和相位檢查4.1 理想的效率回退曲線長什么樣搭建完成后設(shè)置諧波平衡仿真掃描輸入功率從5dBm到35dBm畫出效率隨回退量的曲線。一個正確的三級Doherty效率曲線應(yīng)該有明顯的三段結(jié)構(gòu)深度回退區(qū)回退12dB附近只有載波工作效率隨輸出功率增大而上升在12dB回退處出現(xiàn)第一個效率峰。中回退區(qū)回退6dB附近峰值1開始導(dǎo)通載波負載被調(diào)制降低效率繼續(xù)爬升在6dB回退處出現(xiàn)第二個效率峰。低回退區(qū)和飽和區(qū)回退0~6dB峰值2介入所有支路一起工作效率在飽和點附近達到最高。如果你掃出來的曲線和這個三段結(jié)構(gòu)對不上那問題基本不在器件而在網(wǎng)絡(luò)或相位。這是理想電流源仿真最直觀的價值。我第一次搭出來的時候效率曲線在中回退區(qū)直接掉了一個大坑后來檢查發(fā)現(xiàn)是峰值1的開啟閾值設(shè)得太晚它介入的時候載波已經(jīng)被調(diào)制過度了兩路電流在合路點沒有形成有效的負載調(diào)制。把Vth1調(diào)低0.5V之后曲線形狀立刻恢復(fù)正常。4.2 直接觀察負載調(diào)制這是理想模型的最大紅利諧波平衡仿真可以輸出任何節(jié)點的基波阻抗。在ADS里你可以在載波輸出端口加上一個阻抗探針掃描功率后看基波阻抗軌跡的變化。理想電流源模型下這個軌跡非常干凈深度回退時載波看到的阻抗大約是2倍Ropt隨著功率增加、峰值管介入阻抗逐漸向Ropt靠攏飽和時阻抗等于設(shè)計的目標Ropt。這個阻抗軌跡就是后續(xù)做真實器件Load-Pull仿真的起點。真實管子的輸出阻抗會隨偏置和功率變化但理想模型給了一個最理想的參考方向。你拿著這條軌跡去選管子和設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)要比憑空開始快非常多。這里我特別推薦多用用LSSP大信號S參數(shù)仿真。在理想電流源模型里LSSP可以得到S21隨功率的變化直接反映各支路之間的耦合和相位關(guān)系。我在調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)當某一路峰值管的相位沒對齊時S21曲線會在對應(yīng)回退點附近出現(xiàn)明顯的波動。這個波動比看效率曲線更明顯定位問題更快。4.3 三支路相位對齊的檢查與微調(diào)效率曲線對了、負載調(diào)制軌跡也對了一半但相位是否完全對齊還需要單獨驗證。我的做法是在合路點分別放置三個支路的電流探針在幾個關(guān)鍵功率點12dB回退、6dB回退、飽和點查看基波電流的相位。理想情況下三路電流的相位差應(yīng)該在0°附近。如果偏差超過±5°就需要微調(diào)對應(yīng)支路的TD參數(shù)。ADS里可以直接在數(shù)據(jù)顯示窗口中用相位函數(shù)計算phase_carrier phase(ICarrier[1]) phase_peak1 phase(IPeak1[1]) phase_peak2 phase(IPeak2[1])然后以載波為參考算出峰值1和峰值2的相位差。這樣調(diào)起來非?？鞉咭淮喂β庶c改一次TD再掃一次兩三輪就能對齊。但我要強調(diào)一點在理想電流源階段不要把相位調(diào)到絕對完美的程度。留±5°的余量就夠了因為真實晶體管會有輸入輸出電容和封裝寄生帶來的額外相移到時候還要重新調(diào)。如果理想模型就把相位調(diào)得太死反而給后續(xù)預(yù)留的調(diào)整空間太少。5. 我踩過的坑理想電流源仿真的收斂與失真問題5.1 HB仿真不收斂即使是理想電流源我在實際仿真中也遇到過幾次不收斂。最常見的原因是電流源的并聯(lián)電阻設(shè)得太大導(dǎo)致節(jié)點阻抗過接近開路HB的牛頓迭代初始值選不到一個合理的解。解決辦法很簡單給電流源并聯(lián)一個小電導(dǎo)比如100kΩ的電阻這樣既不影響網(wǎng)絡(luò)特性又能幫仿真器穩(wěn)定收斂。另一個比較隱蔽的原因是功率掃描范圍設(shè)置太寬。HB在低功率和高功率下的初始解差異非常大如果掃描點太少、跨度太大中間某個點可能直接發(fā)散。我后來習慣用分段掃描先在幾個關(guān)鍵功率點單獨仿真確認沒問題再用Sweep Plan從低到高慢慢掃。如果還是不收斂把控制器的MaxIterations調(diào)大到500ErrorTolerance放寬到1e-6一般都能解決。理想電流源模型歸根結(jié)底是準線性系統(tǒng)HB不收斂多半是數(shù)值設(shè)置問題沒有真正的物理原因。5.2 并聯(lián)電阻、隔直、扼流圈那些容易被忽略的細節(jié)理想電流源模型里支路的直流偏置點很容易被忽略。如果你真的只掛了一個交流電流源沒有隔直電容和射頻扼流圈HB仿真里節(jié)點電壓會被直流電平污染導(dǎo)致效率計算完全錯誤。我的做法是每個支路的輸出端串聯(lián)一個大電容比如100pF隔直在偏置端用大電感比如10uH作為射頻扼流圈。雖然理想電流源模型不關(guān)心這些元件的實際損耗但它們在仿真中起到了隔離直流和交流的作用讓模型的行為更接近真實電路結(jié)構(gòu)。還有一個細節(jié)是并聯(lián)電阻大小的選擇。理想電流源的并聯(lián)電阻如果設(shè)得太小比如100Ω它就會實實在在分流導(dǎo)致負載調(diào)制效果變差效率曲線在回退區(qū)整體偏低。我試過從1kΩ到100kΩ發(fā)現(xiàn)100kΩ是比較好的折中既能幫助收斂又不影響電路行為。你可以在自己的設(shè)計里做一個參數(shù)掃描看看這個電阻值對效率曲線的影響確認它在某一個范圍之外進入平穩(wěn)區(qū)。5.3 各支路貢獻的調(diào)試思路如果效率曲線形狀不對一個非常有效的調(diào)試手段是分別“斷掉”某一路峰值放大器。在ADS里把某一支路的電流源幅度設(shè)為0重跑一遍仿真。這樣你可以看到只保留載波效率曲線應(yīng)該是一條隨輸出功率單調(diào)上升的曲線沒有明顯的雙峰。載波峰值1效率曲線應(yīng)該出現(xiàn)第一個效率峰在峰值1的開啟點附近形狀類似兩級Doherty。三路全開效率曲線出現(xiàn)兩個效率峰。如果某一路加上去之后效率曲線沒有按預(yù)期變化那問題就鎖定在這一路的相位、開啟閾值或者輸入功分比上。這個思路在理想電流源模型里執(zhí)行起來極其簡單因為切斷一路只需要改一個變量。但在真實晶體管模型里你得改偏置、改匹配、還要處理斷開后的閑置阻抗費時費力得多。我在調(diào)試峰值2支路的時候就靠這個方法發(fā)現(xiàn)了一個問題峰值2的輸入功分比雖然設(shè)成了50%但它的輸出合路段的特征阻抗算錯了導(dǎo)致電流注入合路點時對前面的負載調(diào)制幾乎沒有貢獻。效率曲線在最后6dB回退區(qū)一直上不去。把那段λ/4線的Z0從75Ω改成60Ω之后效率立刻在飽和點附近提升了好幾個百分點。6. 從理想電流源過渡到真實晶體管先換哪一路、后換哪一路當你用理想電流源模型得到了滿意的效率曲線和負載調(diào)制軌跡接下來才進入真正的“硬核”階段把理想電流源逐個替換成真實晶體管模型。這一步如果操作不當很容易把前面建立的優(yōu)勢全部丟掉。我的建議是分階段替換而不是一次性全家桶。第一階段只替換載波管。峰值1和峰值2仍然用理想電流源。這樣可以單獨驗證真實載波管在負載調(diào)制下的行為包括它的增益壓縮、相移、以及在不同回退深度下的輸出匹配是否合理。替換后你會發(fā)現(xiàn)效率曲線在深度回退區(qū)可能會掉一點這是正常的因為真實管子的膝點電壓和寄生參數(shù)會造成額外損耗。你要關(guān)注的是曲線“形狀”是否還保持良好而不是絕對效率。第二階段替換峰值1。此時峰值2仍是理想電流源。峰值1的輸入驅(qū)動、開啟閾值和偏置點需要重新優(yōu)化。真實C類管的導(dǎo)通角會隨驅(qū)動電平變化這使得峰值1的實際開啟過程比理想模型“軟”得多。這個階段的目標是讓6dB回退點的效率峰重新顯現(xiàn)。第三階段全部替換。最后加入峰值2這時整個系統(tǒng)最復(fù)雜所有支路的相位都需要重新微調(diào)。真實晶體管的輸入輸出電容會引入額外的相位延遲而且這個延遲會隨偏置和功率變化不再像理想模型那樣恒定。所以你需要回到第4.3節(jié)的相位檢查流程重新做一輪對齊。替換過程中有個非常有用的做法把理想電流源模型的仿真結(jié)果效率曲線、負載調(diào)制軌跡保存在同一個數(shù)據(jù)顯示窗口里作為每一步替換的對照基線。每次替換一支路后把當前仿真結(jié)果和基線疊加對比偏差有多大、出現(xiàn)在哪個回退區(qū)一目了然。這種對比能讓你快速判斷是器件模型的問題還是網(wǎng)絡(luò)參數(shù)需要再微調(diào)。最后說一點個人體會。許多剛接觸Doherty的工程師容易陷入一個誤區(qū)覺得仿真必須一開始就“真實”真實模型跑出來的結(jié)果才可信。但在這個項目里真實模型第一次仿真跑了40多分鐘結(jié)果曲線卻亂成一團完全無法判斷是工藝庫的問題、匹配的問題還是拓撲的問題。換成理想電流源之后40分鐘變成40秒半天時間就完成了拓撲和相位的收斂。之后再回到真實模型每一步替換都有清晰的對照基線整體推進反而更快。所以我的建議是不管你是做兩級還是三級Doherty如果確定要追求高回退先把網(wǎng)絡(luò)用理想電流源搭明白。這一步不是偷懶而是把所有變量中理論最明確的部分先固化住把注意力集中在網(wǎng)絡(luò)、相位和負載調(diào)制這些最關(guān)鍵、也最容易出錯的地方。等到這些都沒有疑問了再讓真實晶體管粉墨登場你會發(fā)現(xiàn)問題解決的路徑清晰得多。本文還有配套的精品資源點擊獲取